❶ 手機里的射頻是什麼意思
若使用的是vivo手機，手機射頻是指接收、發送手機信號的功能模塊。
❷ 射頻指標
描述射頻信號指標
接收靈敏度，這應該是最基本的概念之一，表徵的是接收機能夠在不超過一定誤碼率的情況下識別的最低信號強度。
講靈敏度的時候我們常常聯繫到SNR（信噪比，我們一般是講接收機的解調信噪比），我們把解調信噪比定義為不超過一定誤碼率的情況下解調器能夠解調的信噪比門限（面試的時候經常會有人給你出題，給一串NF、Gain，再告訴你解調門限要你推靈敏度）。那麼S和N分別何來？
S即信號Signal，或者稱為有用信號；N即雜訊Noise，泛指一切不帶有有用信息的信號。有用信號一般是通信系統發射機發射出來，雜訊的來源則是非常廣泛的，最典型的就是那個著名的-174dBm/Hz——自然雜訊底，要記住它是一個與通信系統類型無關的量，從某種意義上講是從熱力學推算出來的（所以它跟溫度有關）；另外要注意的是它實際上是個雜訊功率密度（所以有dBm/Hz這個量綱），我們接收多大帶寬的信號，就會接受多大帶寬的雜訊——所以最終的雜訊功率是用雜訊功率密度對帶寬積分得來。
發射功率的重要性，在於發射機的信號需要經過空間的衰落之後才能到達接收機，那麼越高的發射功率意味著越遠的通信距離。
那麼我們的發射信號要不要講究SNR？譬如說，我們的發射信號SNR很差，那麼到達接收機的信號SNR是不是也很差？
這個牽涉到剛才講過的概念，自然雜訊底。我們假設空間的衰落對信號和雜訊都是效果相同的（實際上不是，信號能夠通編碼抵禦衰落而雜訊不行）而且是如同衰減器一般作用的，那麼我們假設空間衰落-200dB，發射信號帶寬1Hz，功率50dBm，信噪比50dB，接收機收到信號的SNR是多少？
接收機收到信號的功率是50-200=-150Bm（帶寬1Hz），而發射機的雜訊50-50=0dBm通過空間衰落，到達接收機的功率是0-200=-200dBm（帶寬1Hz）？這時候這部分雜訊早已被「淹沒」在-174dBm/Hz的自然雜訊底之下了，此時我們計算接收機入口的雜訊，只需要考慮-174dBm/Hz的「基本成分」即可。
這在通信系統的絕大部分情況下是適用的。
我們把這些項目放在一起，是因為它們表徵的實際上是「發射機雜訊」的一部分，只是這些雜訊不是在發射信道之內，而是發射機泄漏到臨近信道中去的部分，可以統稱為「鄰道泄漏」。
其中ACLR和ACPR（其實是一個東西，不過一個是在終端測試中的叫法，一個是在基站測試中的叫法罷了），都是以「Adjacent Channel」命名，顧名思義，都是描述本機對其他設備的干擾。而且它們有個共同點，對干擾信號的功率計算也是以一個信道帶寬為計。這種計量方法表明，這一指標的設計目的，是考量發射機泄漏的信號，對相同或相似制式的設備接收機的干擾——干擾信號以同頻同帶寬的模式落到接收機帶內，形成對接收機接收信號的同頻干擾。
在LTE中，ACLR的測試有兩種設置，EUTRA和UTRA，前者是描述LTE系統對LTE系統的干擾，後者是考慮LTE系統對UMTS系統的干擾。所以我們可以看到EUTRA ACLR的測量帶寬是LTE RB的佔用帶寬，UTRA ACLR的測量帶寬是UMTS信號的佔用帶寬（FDD系統3.84MHz，TDD系統1.28MHz）。換句話說，ACLR/ACPR描述的是一種「對等的」干擾：發射信號的泄漏對同樣或者類似的通信系統發生的干擾。
這一定義是有非常重要的實際意義的。實際網路中同小區鄰小區還有附近小區經常會有信號泄漏過來，所以網規網優的過程實際上就是容量最大化和干擾最小化的過程，而系統本身的鄰道泄漏對於鄰近小區就是典型的干擾信號；從系統的另一個方向來看，擁擠人群中用戶的手機也可能成為互相的干擾源。
同樣的，在通信系統的演化中，從來是以「平滑過渡」為目標，即在現有網路上升級改造進入下一代網路。那麼兩代甚至三代系統共存就需要考慮不同系統之間的干擾，LTE引入UTRA即是考慮了LTE在與UMTS共存的情形下對前代系統的射頻干擾。
講SEM的時候，首先要注意它是一個「帶內指標」，與spurious emission區分開來，後者在廣義上是包含了SEM的，但是著重看的其實是發射機工作頻段之外的頻譜泄漏，其引入也更多的是從EMC（電磁兼容）的角度。
SEM是提供一個「頻譜模版」，然後在測量發射機帶內頻譜泄漏的時候，看有沒有超出模版限值的點。可以說它與ACLR有關系，但是又不相同：ACLR是考慮泄漏到鄰近信道中的平均功率，所以它以信道帶寬為測量帶寬，它體現的是發射機在鄰近信道內的「雜訊底」；SEM反映的是以較小的測量帶寬（往往100kHz到1MHz）捕捉在鄰近頻段內的超標點，體現的是「以雜訊底為基礎的雜散發射」。
如果用頻譜儀掃描SEM，可以看到鄰信道上的雜散點會普遍的高出ACLR均值，所以如果ACLR指標本身沒有餘量，SEM就很容易超標。反之SEM超標並不一定意味著ACLR不良，有一種常見的現象就是有LO的雜散或者某個時鍾與LO調制分量（往往帶寬很窄，類似點頻）串入發射機鏈路，這時候即便ACLR很好，SEM也可能超標。
首先，EVM是一個矢量值，也就是說它有幅度和角度，它衡量的是「實際信號與理想信號的誤差」，這個量度可以有效的表達發射信號的「質量」——實際信號的點距離理想信號越遠，誤差就越大，EVM的模值就越大。
很難定義EVM與ACPR/ACLR的定量關系，從放大器的非線性來看，EVM與ACPR/ACLR應該是正相關的：放大器的AM-AM、AM-PM失真會擴大EVM，同時也是ACPR/ACLR的主要來源。
但是EVM與ACPR/ACLR並不總是正相關，我們這里可以找到一個很典型的例子：數字中頻中常用的Clipping，即削峰。Clipping是削減發射信號的峰均比（PAR），峰值功率降低有助於降低通過PA之後的ACPR/ACLR；但是Clipping同時會損害EVM，因為無論是限幅（加窗）還是用濾波器方法，都會對信號波形產生損傷，因而增大EVM。
PAR（信號峰均比）通常用CCDF這樣一個統計函數來表示，其曲線表示的是信號的功率（幅度）值和其對應的出現概率。譬如某個信號的平均功率是10dBm，它出現超過15dBm功率的統計概率是0.01%，我們可以認為它的PAR是5dB。
所以對於正弦波，假設他的峰值是4，那麼他的峰值功率就是4^2=16；而他的平均功率計算
t = [0:0.01:4*pi];
a = 4 * sin(t);
% b = fft(a, 1024);
% plot(abs(b))
result = sum(a.^2)/length(t)
計算得到的結果是8，也就是4^2/2=8；所以他的PAR是3dB。
PAR是現代通信系統中發射機頻譜再生（諸如ACLP/ACPR/Molation Spectrum）的重要影響因素。峰值功率會將放大器推入非線性區從而產生失真，往往峰值功率越高、非線性越強。
在GSM時代，因為GMSK調制的衡包絡特性，所以PAR=0，我們在設計GSM功放的時候經常把它推到P1dB，以得到最大限度的效率。引入EDGE之後，8PSK調制不再是衡包絡，因此我們往往將功放的平均輸出功率推到P1dB以下3dB左右，因為8PSK信號的PAR是3.21dB。
UMTS時代，無論WCDMA還是CDMA，峰均比都比EDGE大得多。原因是碼分多址系統中信號的相關性：當多個碼道的信號在時域上疊加時，可能出現相位相同的情況，此時功率就會呈現峰值。
LTE的峰均比則是源自RB的突發性。OFDM調制是基於將多用戶／多業務數據在時域上和頻域上都分塊的原理，這樣就可能在某一「時間塊」上出現大功率。LTE上行發射用SC-FDMA，先用DFT將時域信號擴展到頻域上，等於「平滑」掉了時域上的突發性，從而降低了PAR。
這里的「干擾指標」，指的是出了接收機靜態靈敏度之外，各種施加干擾下的靈敏度測試。實際上研究這些測試項的由來是很有意思的。
我們常見的干擾指標，包括Blocking，Desense，Channel Selectivity等。
Blocking實際上是一種非常古老的RF指標，早在雷達發明之初就有。其原理是以大信號灌入接收機（通常最遭殃的是第一級LNA），使得放大器進入非線性區甚至飽和。此時一方面放大器的增益驟然變小，另一方面產生極強非線性，因而對有用信號的放大功能就無法正常工作了。
另一種可能的Blocking其實是通過接收機的AGC來完成的：大信號進入接收機鏈路，接收機AGC因此產生動作降低增益以確保動態范圍；但是同時進入接收機的有用信號電平很低，此時增益不足，進入到解調器的有用信號幅度不夠。
Blocking指標分為帶內和帶外，主要是因為射頻前端一般會有頻帶濾波器，對於帶外blocking會有抑製作用。但是無論帶內還是帶外，Blocking信號一般都是點頻，不帶調制。事實上完全不帶調制的點頻信號在現實世界裡並不多見，工程上只是把它簡化成點頻，用以（近似）替代各種窄帶干擾信號。
對於解決Blocking，主要是RF出力，說白了就是把接收機IIP3提高，動態范圍擴大。對於帶外Blocking，濾波器的抑制度也是很重要的。
When the defined useful signal coexist with blocking signal, throughput loss less than 1%
useful signal = PREFSENS + 14dB, 20MHz, -79.5dBm
這里我們統稱為「鄰信道選擇性」。在蜂窩系統中，我們組網除了要考慮同頻小區，還要考慮鄰頻小區，其原因可以在我們之前討論過的發射機指標ACLR/ACPR/Molation Spectrum中可以找到：因為發射機的頻譜再生會有很強的信號落到相鄰頻率中（一般來說頻偏越遠電平越低，所以鄰信道一般是受影響最大的），而且這種頻譜再生事實上是與發射信號有相關性的，即同制式的接收機很可能把這部分再生頻譜誤認為是有用信號而進行解調，所謂鵲巢鳩占。
舉個例子：如果兩個相鄰小區A和B恰好是鄰頻小區（一般會避免這樣的組網方式，這里只是討論一個極限場景），當一台注冊到A小區的終端遊走到兩個小區交界處，但是兩個小區的信號強度還沒有到切換門限，因此終端依然保持A小區連接；B小區基站發射機的ACPR較高，因此終端的接收頻帶內有較高的B小區ACPR分量，與A小區的有用信號在頻率上重疊；因為此時終端距離A小區基站較遠，因此接收到的A小區有用信號強度也很低，此時B小區ACPR分量進入到終端接收機時就可以對原有用信號造成同頻干擾。
如果我們注意看鄰道選擇性的頻偏定義，會發現有Adjacent和Alternative的區別，對應ACLR/ACPR的第一鄰道、第二鄰道，可見通信協議中「發射機頻譜泄漏（再生）」與「接收機鄰道選擇性」實際上是成對定義的。
When the defined useful signal coexist with interference signal, throughput loss less than 1%
Blocking是「大信號干擾小信號」，RF尚有周旋餘地；而以上的AM Suppression, Adjacent (Co/Alternative) Channel Suppression (Selectivity)這些指標，是「小信號干擾大信號」，純RF的工作意義不大，還是靠物理層演算法為主。
這種描述的是絕對的同頻干擾，一般是指兩個同頻小區之間的干擾模式。
按照之前我們描述的組網原則，兩個同頻小區的距離應該盡量遠，但是即便再遠，也會有信號彼此泄漏，只是強度高低的區別。
對於終端而言，兩個小區的信號都可以認為是「正確的有用信號」（當然協議層上有一組接入規范來防範這種誤接入），衡量終端的接收機能否避免「西風壓倒東風」，就看它的同頻選擇性。
動態范圍，溫度補償和功率控制很多情況下是「看不到」的指標，只有在進行某些極限測試的時候才會表現出它們的影響，但是本身它們卻體現著RF設計中最精巧的部分。
發射機動態范圍表徵的是發射機「不損害其他發射指標前提下」的最大發射功率和最小發射功率。
「不損害其他發射指標」顯得很寬泛，如果看主要影響，可以理解為：最大發射功率下不損害發射機線性度，最小發射功率下保持輸出信號信噪比。
最大發射功率下，發射機輸出往往逼近各級有源器件（尤其末級放大器）的非線性區，由此經常發生的非線性表現有頻譜泄漏和再生（ACLR/ACPR/SEM），調制誤差（PhaseError/EVM）。此時最遭殃的基本上都是發射機線性度，這一部分應該比較好理解。
最小發射功率下，發射機輸出的有用信號則是逼近發射機雜訊底，甚至有被「淹沒」在發射機雜訊中的危險。此時需要保障的是輸出信號的信噪比（SNR），換句話說就是在最小發射功率下的發射機雜訊底越低越好。
在實驗室曾經發生過一件事情：有工程師在測試ACLR的時候，發現功率降低ACLR反而更差（正常理解是ACLR應該隨著輸出功率降低而改善），當時第一反應是儀表出問題了，但是換一台儀表測試結果依然如此。我們給出的指導意見是測試低輸出功率下的EVM，發現EVM性能很差；我們判斷可能是RF鏈路入口處的雜訊底就很高，對應的SNR顯然很差，ACLR的主要成分已經不是放大器的頻譜再生、而是通過放大器鏈路被放大的基帶雜訊。
接收機動態范圍其實與之前我們講過的兩個指標有關，第一個是參考靈敏度，第二個是接收機IIP3（在講干擾指標的時候多次提到）。
參考靈敏度實際上表徵的就是接收機能夠識別的最小信號強度，這里不再贅述。我們主要談一下接收機的最大接收電平。
最大接收電平是指接收機在不發生失真情況下能夠接收的最大信號。這種失真可能發生在接收機的任何一級，從前級LNA到接收機ADC。對於前級LNA，我們唯一可做的就是盡量提高IIP3，使其可以承受更高的輸入功率；對於後面逐級器件，接收機則採用了AGC（自動增益控制）來確保有用信號落在器件的輸入動態范圍之內。簡單的說就是有一個負反饋環路：檢測接收信號強度（過低／過高）－調整放大器增益（調高／調低）－放大器輸出信號確保落在下一級器件的輸入動態范圍之內。
這里我們講一個例外：多數手機接收機的前級LNA本身就帶有AGC功能，如果你仔細研究它們的datasheet，會發現前級LNA會提供幾個可變增益段，每個增益段有其對應的雜訊系數，一般來講增益越高、雜訊系數越低。這是一種簡化的設計，其設計思想在於：接收機RF鏈路的目標是將輸入到接收機ADC的有用信號保持在動態范圍之內，且保持SNR高於解調門限（並不苛求SNR越高越好，而是「夠用就行」，這是一種很聰明的做法）。因此當輸入信號很大時，前級LNA降低增益、損失NF、同時提高IIP3；當輸入信號小時，前級LNA提高增益、減小NF、同時降低IIP3。
一般來講，我們只在發射機作溫度補償。
當然，接收機性能也是受到溫度影響的：高溫下接收機鏈路增益降低，NF增高；低溫下接收機鏈路增益提高，NF降低。但是由於接收機的小信號特性，無論增益還是NF的影響都在系統冗餘范圍之內。
對於發射機溫度補償，也可以細分為兩部分：一部分是對發射信號功率准確度的補償，另一部分是對發射機增益隨溫度變化進行補償。
現代通信系統發射機一般都進行閉環功控（除了略為「古老」的GSM系統和Bluetooth系統），因此經過生產程序校準的發射機，其功率准確度事實上取決於功控環路的准確度。一般來講功控環路是小信號環路，且溫度穩定性很高，所以對其進行溫度補償的需求並不高，除非功控環路上有溫度敏感器件（譬如放大器）。
對發射機增益進行溫度補償則更加常見。這種溫度補償常見的有兩種目的：一種是「看得見的」，通常對沒有閉環功控的系統（如前述GSM和Bluetooth），這類系統通常對輸出功率精確度要求不高，所以系統可以應用溫度補償曲線（函數）來使RF鏈路增益保持在一個區間之內，這樣當基帶IQ功率固定而溫度發生變化時，系統輸出的RF功率也能保持在一定范圍之內；另一種是「看不見的」，通常是在有閉環功控的系統中，雖然天線口的RF輸出功率是由閉環功控精確控制的，但是我們需要保持DAC輸出信號在一定范圍內（最常見的例子是基站發射系統數字預失真（DPD）的需要），那麼我們就需要將整個RF鏈路的增益比較精確的控制在某個值左右——溫補的目的就在於此。
發射機溫補的手段一般有可變衰減器或者可變放大器：早期精度稍低以及低成本精度要求較低的情況下，溫補衰減器比較常見；對精度要求更高的情形下，解決方案一般是：溫度感測器＋數控衰減器／放大器＋生產校準。
講完動態范圍和溫度補償，我們來講一個相關的、而且非常重要的概念：功率控制。
發射機功控是大多數通信系統中必需的功能，在3GPP中常見的諸如ILPC、OLPC、CLPC，在RF設計中都是必需被測試、經常出問題、原因很復雜的。我們首先來講發射機功控的意義。
所有的發射機功控目的都包含兩點：功耗控制和干擾抑制。
我們首先說功耗控制：在移動通信中，鑒於兩端距離變化以及干擾電平高低不同，對發射機而言，只需要保持「足夠讓對方接收機准確解調」的信號強度即可；過低則通信質量受損，過高則空耗功率毫無意義。對於手機這樣以電池供電的終端更是如此，每一毫安電流都需錙銖必量。
干擾抑制則是更加高級的需求。在CDMA類系統中，由於不同用戶共享同一載頻（而以正交用戶碼得以區分），因此在到達接收機的信號中，任何一個用戶的信號對於其他用戶而言，都是覆蓋在同一頻率上的干擾，若各個用戶信號功率有高有高低，那麼高功率用戶就會淹沒掉低功率用戶的信號；因此CDMA系統採取功率控制的方式，對於到達接收機的不同用戶的功率（我們稱之為空中介面功率，簡稱空口功率），發出功控指令給每個終端，最終使得每個用戶的空口功率一樣。這種功控有兩個特點：第一是功控精度非常高（干擾容限很低），第二是功控周期非常短（信道變化可能很快）。
在LTE系統中，上行功控也有干擾抑制的作用。因為LTE上行是SC-FDMA，多用戶也是共享載頻，彼此間也互為干擾，所以空口功率一致同樣也是必需的。
GSM系統也是有功控的，GSM中我們用「功率等級」來表徵功控步長，每個等級1dB，可見GSM功率控制是相對粗糙的。
這里提一個相關的概念：干擾受限系統。CDMA系統是一個典型的干擾受限系統。從理論上講，如果每個用戶碼都完全正交、可以通過交織、解交織完全區分開來，那麼實際上CDMA系統的容量可以是無限的，因為它完全可以在有限的頻率資源上用一層層擴展的用戶碼區分無窮多的用戶。但是實際上由於用戶碼不可能完全正交，因此在多用戶信號解調時不可避免的引入雜訊，用戶越多雜訊越高，直到雜訊超過解調門限。
換而言之，CDMA系統的容量受限於干擾（雜訊）。
GSM系統不是一個干擾受限系統，它是一個時域和頻域受限的系統，它的容量受限於頻率（200kHz一個載頻）和時域資源（每個載頻上可共享8個TDMA用戶）。所以GSM系統的功控要求不高（步長較粗糙，周期較長）。
講完發射機功控，我們進而討論一下在RF設計中可能影響發射機功控的因素（相信很多同行都遇到過閉環功控測試不過的郁悶場景）。
對於RF而言，如果功率檢測（反饋）環路設計無誤，那麼我們對發射機閉環功控能做的事情並不多（絕大多數工作都是由物理層協議演算法完成的），最主要的就是發射機帶內平坦度。
因為發射機校準事實上只會在有限的幾個頻點上進行，尤其在生產測試中，做的頻點越少越好。但是實際工作場景中，發射機是完全可能在頻段內任一載波工作的。在典型的生產校準中，我們會對發射機的高中低頻點進行校準，意味著高中低頻點的發射功率是准確的，所以閉環功控在進行過校準的頻點上也是無誤的。然而，如果發射機發射功率在整個頻段內不平坦，某些頻點的發射功率與校準頻點偏差較大，因此以校準頻點為參考的閉環功控在這些頻點上也會發生較大誤差乃至出錯。
❸ wifi fem是什麼意思啊
WiFi-FEM指的是用於WiFi 通信將一系列射頻前端電路例如功率放大器（PA）、射頻開關、低雜訊放大器（LNA）集成在一起的射頻模組。下游應用場景廣泛，主要包括智能手機、平板電腦、游戲機、路由器等，其中智能手機為最大市場。
WiFi-FEM類似於蜂窩通信的射頻前端模組，WiFi-FEM是提升WiFi無線連接能力的射頻模組，應用場景與市場空間廣闊。其中WiFi 6 FEM與WiFi 5 FEM相比，Wi-Fi 6 FEM將顯著提高線性輸出功率，同時，降低功耗並獲得更出色的熱性能。
WIFI的晶元類型及發展
WIFI射頻前端晶元分為WiFi FEM、WiFi開關、WiFi LNA、WiFi RX FEM，其中主要是WiFi FEM，分為2.4G WiFi FEM和5.8G WiFi FEM。
之前不太被看好的Wi-Fi FEM賽道，現在引來眾多射頻晶元公司競相追逐。當市場的風和資本的風，一起刮來的時候，Wi-Fi FEM賽道成為了熱點。無論是Wi-Fi FEM，還是整個射頻晶元，甚至整個國產晶元產業，合並是唯一出路。
由於智能手機5GPA模組與WiFi-FEM均需要用到GaAs工藝產能和SOI工藝產能，給予海外射頻前端IDM廠商較大產能壓力，海外廠商策略性傾斜高價值量5G模組將會給予國內廠商國產替代的良機。
❹ 射頻工程師應該具備哪些主要能力
射頻中缺工程師必備能力之原理圖設計能力
首先自然是原理圖的設計能力，當然，從無到有目前已經很少了，多數平台都會有一個大致的參考設計，就算沒有，原理圖設計階段也會有平台方的大力支持。不過對於射頻部分，沒人幫助問題也不大，頻段確定了，選好這個頻段的PA，雙工器，FEM或者ASM,如果不是什麼不入流的廠家，鏈路預算也不是那麼重要，大家按業內標准來做的，不會差太多。RF前端部分的原理圖其實不算太難，TRX部分按照IC的DATASHEET來，有特殊注意的地方，IC廠家肯定會告知的。當然對於現成的原理圖，更換一些主要器件，首先要對比下新舊器件的參數有沒有大的區別，然後要一些實際的測試數據來看看，畢竟datasheet不是特別全面。大致總結下，就是說你對各射頻器件都要熟悉，哪個參數什麼意思，對系統有什麼影響，比如一個雙工，插損大0.5，收發埠隔離度差5db，帶外改銀某位置抑制差了10db，這些對系統的影響有多大，有沒有臨界的項會fail。雖然這些器件設計出來基本是能用的，但是這個和平台的具體設計關系也很大。這些很熟悉了，原理圖部分的設計還是改動或者說優化都不會有大問題了。
射頻工程師必備能力之布局能力
布局，怎麼走順大家都知道，實在不順首先讓高頻接收線最短保護最好，然後是低頻接收，然後是高頻發射，然後是低頻發射。TRXIC的設計基本也固定了你RF前端的整體布局。注意一些去耦電容的位置，都靠近晶元肯定不現實，別差太多，實在遠，線別太細。具體哪個要優先考慮哪個可以靠後，你自己去分析信號屬性，是時鍾的，是模擬的還是數字的。同屬性的也有強有弱，強的別干擾別人，弱的別被干擾。基本上布局問題也不大，現在手機環境越來越復雜，都保證設計規則是不現實的，具體怎麼把握，這個才是顯現能力的地方。
射頻工程師必備能力之layout
這點非常重要，就是layout。個人認為好的射頻工程師更應該控制好layout，其次才是後期解bug。對於layout，這就需要經驗了。因為單從各IC廠家，各器件廠家的layout指導來做，一般都不會有問題。但實際肯定是不可能的，就像placement一樣。這個就需要你用經驗去判斷在有沖突的時候，偏重優化某部分。再次強調，layout非常重要，好的射頻工程師不會挖很多坑在後期慢慢解。
射頻工程師必備能力之分析問題的能力
問題的分析能力。發射的，這個確實很多都是匹配導致的，比如發射功率和接收靈敏度。但是這個不難，對吧，有人卡在這里嗎？那麼繼續，比如EVM，可能是因為PA線性不好，這個通過匹配可以搞定，如果降低功率EVM還是不行，那麼就要查查TRX供電，時鍾電路。如果還是不行，數字IQ也查查，不要認為數字IQ就牛的怎麼走都行，走多長都行，而且多大幹擾都不怕。基本上工作幾年的，基本上所有的射頻測試項都會遇到過fail的，但是難解的問題都不是匹配，對吧。當然有特殊情況，確實卡在匹配這，這個我後面說。
射頻工程師必備能力之對系統共存問題的解決
對於對系統共存問題的解決。這個就是互擾，有傳導的，也有輻射的。如果是一些射頻系統內部的問題還好，對於跨系統的，比如攝像頭，LCD，SD卡，馬達，背光等等其他部分對射頻（包含2G/3G/4G/GPS/WIFI/BT/FM）的干擾，就需要你各功能模塊，各器件的性能工作原理，雜散特性都比較了解，這個相對就比較難了。還是需要長期的經驗積累的。這里順便提一下，我說這些重要，並不是說我在這部分很懂，這里估計需要標紅加粗，以免有人沒看到而拍磚。
測試系統的搭建，測試的准確與否還是很重要的，否則你發現的問題可能是假的。或者你不能發現問題。再或者說你的debug是在做無用功。這個需要對測試系統，或者說搭建測試系統中的各部分功能都比較熟悉，舉個簡單的例子賣殲辯，比如你用耦合器，要知道他的輸入功率范圍，工作頻段，插損等參數。當然，這只是個最簡單的例子。好了，測試能力這是基本能力，大家理解了那我繼續。
射頻工程師必備能力之模擬及設計能力
模擬很重要，建模的准確性更為重要。剛入行時做微帶線模擬，忘記該微帶模型的參數來，直接導致後面模擬出來的數據都是錯誤的。不過手機上大家也沒啥復雜的模擬，有幾個人用ADS去看匹配嗎？應該沒有吧。手機上主要就是算算50歐姆微帶線或者帶狀線。用史密斯小工具看看匹配，或者模擬一個簡單的高通低通濾波器。因為模擬的東西很簡單了，工具也基本都是傻瓜似的，所以難度很低，你要非用ADS去模擬匹配還是射頻前端什麼的，那我只能說我服了YOU了。
還是要說說匹配能力，還是很重要的，畢竟初始設計還是需要優化一下的。匹配好了，其他工作才能繼續進行。
就是各種儀器的使用，當然也包含各種工具吧，比如測試儀器CMU200,CMW500，8960，信號源，頻譜分析儀，功率計。示波器萬用表也是基本的。還有些對應的工具，比如校準工具，調試工具。這些還是最最基本的技能的，熟練使用這些儀器及工具，效率會非常高的。後想起來的，所以就放在最後了。
英語口語，英語能力最簡單的是看，然後是寫，然後是聽，然後是說。我認識一些可能稍微小點的公司的工程師，個人能力非常強，但是就是卡在英語這，這種人大家認識不少吧，確實很可惜。其實學幾天達到基本溝通不難的，大家也許把這個看的過於復雜了。不管實際上用不用口語吧，很多大公司還是有這個要求的，不過多數時候都是中國人面英語，聽起來也容易。我英語確實不咋地，但是前後也好幾次英語面試了，除了一次是韓國人面試，口音實在太重，其餘沒有卡在語言這里的。
再補充下我的論據，不要把匹配或者說史密斯看得想神明一樣。我能說我確實有好幾年沒調過匹配了嗎？N個客戶，N乘X個項目，這么多項目中還有各種不同的band組合，相同的band還有N多的替代了供應商。同一家的還有2級增益的，3級增益的，PA有GAAS的，COMS的。此外還有各廠家的SAW,雙工，FEM等。就沒見過誰卡在匹配調試上。這里補充一下，一共遇到2次，一個是layout問題，band2雙工器接地不好，隔離上不去，靈敏度差了那麼2個DB。還有一個是placement的問題。所以，匹配沒那麼重要好不，我們更多的是關注棘手的或者緊急的問題，還沒聽說哪個上百M的大單因為匹配耽誤了，匹配非常難調的，絕對有其他問題。接地好走線沒問題，前級給了該給的信號，匹配怎麼會難？國內多少客戶連VNA都沒有，連loadpull都不看，小半天就把匹配搞定了。
估計這個時候崇拜史密斯的工程師正在開VNA預熱30分鍾，校準都沒搞定呢。所以不要糾結於匹配和史密斯了，這不是什麼難的地方，更不是重要的地方。其實這跟焊接能力的重要差不多，不是什麼高深的不得了的東西。有人為了應付面試，苦學史密斯和背各種公式，真的有必要嗎？當然了，我不是不會調，帶寬幾百M，幾個G的器件都調過，還要注意線性指標，帶內平坦度，NF，相位一致性，輸入輸出駐波。當然，電流也要考慮。這個就手機這個頻率，不要把它想的太高深，真沒那麼神秘。
最後我同意大家說的4GPA頻率比較高，帶寬比較寬，頻段比較多，匹配會是比較重要的工作。不過以後趨勢應該是PA模塊化，也就是輸入輸出口都是50歐姆，而且還都是帶隔直電容的。這個肯定不遙遠。不過大家也不要覺得這樣射頻不就該下課了嗎？放心吧，不會的。以後無線通信的前景還是很廣闊的，至少我們這些工程師退休前還會有活乾的。
❺ 什麼叫射頻前端
有的說法射頻前端包括射頻接收電路中中頻之前的部分,包括LNA,濾波器,混頻器,本振等.
也有從混頻器前分的,也就是說前端只包括LNA和濾波器.從混頻器開始往後算後端.